圖1-1-1展示了柵極驅動路徑中的串聯電阻RG的組成部分：

RHI：驅動芯片輸出上拉電阻

RLO：驅動芯片輸出下拉電阻

RGATE：外部柵極電阻

RG,I：開關管內部柵極電阻

所以：

以上參數中，RLO可以通過查閱datasheet直接得到，由于驅動芯片內部是NMOS和PMOS并聯混合上拉結構，所以在計算中RHI≈RLO?*?1.5?；MOSFET內部的RG,I可以通過查閱datasheet得到，如果規格書內未注明RG,I可使用LCR電橋在GS兩端施加1MHz的測試信號，測得Rs值即為RG,I。

1.2、根據實際電路調試?RGATE?電阻

圖1-1展示了實際電路中的諧振回路，寄生電感LS和輸入電容GISS產生高頻諧振，而RG則是起到衰減諧振的作用，Q為阻尼系數，一般取0.5。

上述計算是一個逐漸迭代的過程，需要先獲得初步數據再進行計算調試。

實例：

使用RS8801驅動MOS-IRFB3607，外部柵極電阻?RGATE取0Ω進行初步實驗，使用探頭x10檔、接地彈簧得到以下波形：

查閱IRFB3607、RS8801手冊

根據圖1-3測量的結果可得：

fR=16.66MHz；GISS=3100pF；計算可得RG=6.16Ω，又因為RLO=0.5Ω；RG,I=0.55Ω，所以RGATE=5.11Ω，取5.1Ω。

調整RGATE后的波形如下：

可以看到上升沿的過沖已從12.77V降為12V，波形改善明顯。

2.1、Sink/Source電流路徑分離

驅動MOS需要遵守 “慢開快關“的原則 ，慢開是指MOS管開通時不能因驅動波形振蕩而引起EMI問題，快關則是指MOS管關斷要盡可能的快，一方面可以減小關斷損耗，另一方面在半橋驅動的場合保證死區時間，防止炸管。但是前文中RGATE阻值已經確定，如何才能做到不改變RGATE的情況下快速關斷MOS呢？見下圖2-1

左圖是沒有D1的關斷波形，下降沿大約70nS，右圖是加了快速關斷二極管D1的關斷波形，下降沿約為22nS，可以看到D1的效果十分明顯。

D1的選型需要關注Trr（反向恢復時間）、開關頻率這兩個參數，為了不影響開通時的電流路徑我們希望Trr越小越好，同時二極管最大開關頻率也要匹配開關管的工作頻率，所以低Trr、高開關頻率的肖特基二極管（Trr一般在10nS左右，頻率可以上GHz）十分適用于此應用場合。

但是這又引入了一個新的問題：關斷時的電流直接通過二極管而不經過電阻進入驅動器，相較于不加二極管的電路，會讓芯片關斷時功耗增加，從而提高整個開關周期內的功耗。

為了保證快速關斷二極管優勢的同時降低芯片功耗，于是有了以下圖2-3電路。

圖2-3的電路在二極管端增加了一個5.1Ω限流電阻，這樣可以減小關斷期間驅動器的功耗，從而降低驅動器整體功耗，但是在降低功耗的同時也降低了關斷速度（見下圖），如果想加快關斷速度，可以將限流電阻繼續減小。

2.2、VDD電容?

柵極驅動芯片工作時產生的高速脈沖需要從VDD電容汲取能量，規格書中推薦電容取值1uF，考慮到很多客戶可能會習慣性的取100nF作為濾波電容，故以圖2-5電路做以下實驗（PWM=300kHz）：

從綠色的OUT波形來看，兩種容值效果接近，但從是藍色波形可以看到使用100nF時，VDD電壓波動較大，考慮到芯片的UVLO-OFF閾值電壓約為4V，在供電較低的應用中需要關注VDD電壓的波動不能觸及UVLO-OFF閾值電壓。

2.3、IN端上下拉電阻

許多工程師喜歡在上下拉的引腳中串聯一個電阻后接到電源或地，但是對于RS8801卻不建議這么做，原因是芯片內部上下拉電阻為200kΩ，如果在外部串接電阻會使得引腳上產生分壓，可能引起電路工作異常。

實例：

從真值表來看電路原理沒有問題，但上電后發現不給PWM信號的情況下PMOS一直保持打開狀態，經排查發現三極管基極始終有2V以上電壓，原因是三極管的47k下拉電阻和RS8801-2的IN-引腳內部200k上拉對VDD進行了分壓，遂將47k電阻改小，問題得以解決。

從這個案例可以看到一旦外置上下拉電阻取值不合理，就會引起整個電路工作異常，因此建議上下拉的時候不要串聯電阻。但是當使用一個信號控制多片RS8801時，三極管（或MOS管）的下拉電阻是必須的，所以遇到這種應用更要重點檢查阻值選取是否合理。

柵極驅動器的工作原理是給開關管的輸入電容充、放電，所以的芯片功耗只和開關頻率有關，而和導通時間、占空比等無關。

3.1、外圍電路無加速二極管

如果芯片外圍無加速關斷二極管，則按以下公式計算：

以圖1-2的電路為例：ROL=0.5Ω 、ROH=1.5*ROL=0.75Ω 、RGATE=5.1Ω 、RG,I=0.55Ω、VDD=12V、QG≈70nC；假設fsw=300kHz。

則芯片功耗為0.025W，隨后計算RGATE功耗的時候只需要將兩項功耗比例的分子改為RGATE的阻值，可得RGATE功耗為0.2W，此時芯片功耗較低，但是RGATE功耗很大，至少要選取1206封裝，如果想減小RGATE封裝，可適當增大其阻值。

3.2、外圍電路有加速二極管

以圖2-1的電路為例：ROL=0.5Ω 、ROH=1.5*ROL=0.75Ω 、RGATE=5.1Ω 、RG,I=0.55Ω、VDD=12V、QG≈70nC；假設fsw=300kHz。

則芯片功耗為0.075W，計算RGATE功耗時只需要考慮導通功耗，可得RGATE功耗為0.1W。

計算D1功耗時公式如下:

IF：二極管連續電流

TOFF：驅動波形下降沿時間

Trr：二極管反向恢復時間

TOFF此處取40nS，Trr取10nS，ISINK和ISOURCE按最大5A計算，可得IF為0.075A，

P?=?VF? x? ?IF

VF?：二極管正向導通電壓

VF取0.7V，可得二極管功耗為0.052W，使用SOD-123封裝即可滿足此功耗。

從計算結果來看，此種外圍電路幾個組件功耗分布相對合理，在實際電路中也是應用相當廣泛。

PS：關斷階段RGATE也會流過電流，大小為VF?/?RGATE，因為其值比流過二極管的電流小很多，故計算時忽略。

3.3、外圍電路有加速二極管和限流電阻

如果芯片外圍有加速關斷二極管和二極管限流電阻，則按以下公式計算：

以圖2-3的電路為例：ROL=0.5Ω 、ROH=1.5*ROL=0.75Ω、RGATE=5.1Ω 、RG,I=0.55Ω、RLIM=5.1Ω、VDD=12V、QG≈70nC；假設fsw=300kHz。

則芯片功耗為0.032W，

計算RGATE功耗時公式如下

則RGATE功耗為0.145W。

計算RLIM功耗時公式如下：

則RLIM功耗為0.044W。

這種外圍電路外部組件較為靈活，可以滿足各種場合的需求，所以在實際電用中應用最廣泛，也是最推薦的一種外圍。

柵極驅動器工作的時候有三大環路：綠色的Source環路、紅色的Sink環路、藍色的控制環路

4.1、Source環路

從圖4-1可以看到，Source電流路徑：

VDD電容正端驅動器上管RGATE開關管輸入電容?VDD電容負端

為了減小整個環路的寄生電感，需要在布局的時候讓VDD電容盡可能的靠近驅動器引腳，同時驅動器輸出引腳到開關管的距離也要盡可能短，布線的時候盡可能的拓寬走線。

4.2、Sink環路

Sink電流路徑：

開關管輸入電容下端驅動器下管RGATE開關管輸入電容上端

輸入電容下端即開關管的地，驅動器下管即驅動器的地，這兩個地之間的寄生電感會引起驅動器OUT端產生負壓，從而引起驅動器失效，所以Layout的時候不光要關注輸出線，回流地線也是十分重要。

5.1、不同芯片峰值電流差異對Rg的影響

使用圖2-3外圍電路，更換其他品牌廠家驅動芯片：

更換第一個國產品牌的驅動芯片-XXX27517?

輸出下降沿有一個因米勒平臺引起的回勾，最低電壓已經到2V以下，這會讓MOS管關閉后再導通，這種異常的關斷-導通過程會增加MOS管的損耗，使其急劇發熱。

改善方法：拆除D1和RLIM，將RGATE增加至15Ω，波形如下:

改善后的波形回勾最低電壓為5V，不會讓MOS管關閉。

將外圍電路恢復成圖2-3，再次更換芯片：

更換另外一個品牌的驅動芯片。

從上述兩個品牌芯片調試案例來看，增大RGATE似乎是最簡單有效的，但為了穩定波形去掉了加速關斷二極管，使整個關斷周期超過150nS，這增加了關斷損耗，所以說增大RGATE是一把雙刃劍。

5.2、IN端內置上下拉電阻的差異

對處于新設計階段的客戶，建議在外部上下拉的電路中不要串聯電阻，因為各個品牌芯片的內置上下拉電阻阻值各不相同，可能會出現替代后無法正常工作的情況。